Digitaltechnik


Prof. Jürgen Plate

8 Astabile und monostabile Schaltungen

8.1 astabile Schaltungen (Takterzeugung)

Normalerweise wird darauf geachtet, daß eine Digitalschaltung nicht ins Schwingen gerät, wenn man jedoch einen Takt braucht, beispielsweise für einen Zähler ist es genau umgekehrt. Astabile Schaltungen werden gezielt ins Schwingen versetzen. Das kann man recht einfach erreichen, wenn man den Ausgang eines Inverters mit seinem Eingang verbindet:

Angenommen der Inverter-Eingang ist 0, nach kurzer Zeit (Laufzeit des Inverters, wenige Nanosekunden) wird der Ausgang 1. Durch die Rückkopplung auf den Eingang wechselt der Ausgang wieder nach 0, usw. Am Ausgang entsteht ein Rechtecktakt, dessen Frequenz von der Gatterlaufzeit abhängt. Die Schaltung verhält sich also astabil.

Will man die Frequenz beeinflussen, könnte man zwischen Eingang und Ausgang weitere Inverter einfügen. Die Gesamtzahl der Inverter muß dabei natürlich ungerade sein. Dann vermindert sich der Takt wegen der nun höheren Laufzeit. Diese Lösung ist jedoch wenig praktikabel. Die Erhöhung der Laufzeit erfolgt vielmehr durch Einfügung eines RC-Gliedes in den Rückkopplungszweig des Inverters. Alternativ kann man auch jedes NAND- oder NOR-Gatter verwenden. Die Periodendauer der erzeugten Schwingung hängt von der Zeitkonstante des eingefügten RC-Gliedes und den Schaltschwellen (die vom eingesetzten Schaltkreissystem abhängen) ab. Dies gilt prinzipiell für alle astabilen Schaltungen, wenn auch mit unterschiedlichem Aufwand. Die Minimalvariante besteht nur aus einem sprziellen Gatter, einem sogenannten "Schmitt-Trigger", und einem frequenzbestimmenden RC-Glied. Ein Schmitt-Trigger zeichnet sich gegenüber einem normalen Gatter dadurch aus, daß ein Eingangssignal eine beliebig langsame Anstiegszeit haben darf. Bei normalen Logischaltungen wird ja ein möglichst rechteckförmiges Verhalten der Signale gefordert. ‹berschreitet beim Schmitt-Trigger das Eingangssignal eine bestimmte Schwelle, schaltet sein Ausgang schlagartig auf 1. Umgekehrt geschieht dasselbe, bei Unterschreiten einer Spannungsschwelle wechselt der Schmitt-Trigger-Ausgang wieder auf 0. Die beiden Schaltschwellen sind nicht identisch, so liegt beispielswesie die "Einschaltschwelle" beim CMOS-Baustein 4093 bei 2,6 V (5 V Versorgungsspannung), die "Ausschaltschwelle" jedoch bei 2 V. Der Baustein hat also eine Hysterese von 0,6 V. Mit einem Schmitt-Trigger und einem RC-Glied kann ein Taktgenerator aufgebaut werden.

Beim Einschalten ist der Kondensator entladen, der Gattereingang also auf 0-Pegel. Der Ausgang des NAND-Gatters hat demnach 1-Pegel. ‹ber den Widerstand wird der Kondensator geladen. Sobald die Spannungsschwelle des Schmitt-Triggers überschritten wird, wechselt der Ausgang auf 0. Nun wird der Kondensator über den Widerstand entladen, bis die untere Triggerschwelle erreicht wird; der Ausgang wird wieder 1. Das wiederholt sich nun immer wieder. Da nach dem Einschalten der KOndensator von 0 aus geladen wird, danach aber die Kondensatorspannung nur zwischen den Triggerschwellen hin und her wechselt, dauert die erste Taktphase länger. Wegen der unterschiedlichen Triggerschwellen ist das Tastverhältnis auch nicht 1:1. Die Periodendauer des erzeugten Rechtecksignals beträgt etwa

t = F * R * C

mit F= 1,1 ... 2,0 - je nach eingesetzter IC-Technologie (bei TTL mit 7413 beträgt der Faktor beispielsweise 1,1, der Wert von R sollte 300 Ohm betragen).

Diese Grundschaltung lässt sich bis 1 MHz einsetzen und ist damit schon recht leistungsfähig. Allerdings ist die Frequenz auch stark von den Bauteiltoleranzen und der Betriebsspannung abhängig, weshalb man bei höheren Anforderungen an die Genauigkeit zum Quarzoszillator greift. Außerdem sollte man beachten:

Nachteilig ist manchmal das unterschiedliche Tastverhältnis. Lösen läßt sich das Problem z.B. durch Wahl der doppelten Oszillatorfrequenz und ein T-Flipflop zur Signalsymetrierung. Eine andere Möglichkeit ist die Wahl unterschiedlicher Widerstände für die Ladung und Entladung des Kondensators:

In der linken Schaltung werden zwei Widerstände für Ladung und Entladung verwendet, die Dioden entkoppeln die Widerstände. Bei der rechten Schaltung ist das Tastverhältnis in weiten Grenzen einstellbar.

Aber auch mit normalen Gattern lassen sich Oszillatoren realisieren. Die folgende Schaltung hat eine Periodendauer von etwa 2 * R * C. Dabei darf der Widerstand zwischen 300 und 1800 Ohm gewählt werden. Der Kondensator kann sich zwischen 10 Pikofarad und 10 Mikrofarad bewegen.

Besonders mit CMOS-Invertern oder -Gattern läßt sich folgende Variante realisieren. Dabei kann R2 bis zu mehreren hundert Kiloohm betragen. R1 sollte ungefähr 10 * R2 betragen. Bei R1 = 1 MOhm, R2 = 150 kOhm und C= 1 nF beträgt die Frequenz etwa 1,5 kHz.

Ein Quarzoszillator erfordert einen etwas höheren Aufwand, bietet aber sehr stabile Ausgangssequenzen. Auch hier genügt zur Schwingungserzeugung ein rückgekoppeltes Gatter, das zweite Gatter dient nur zur Entkopplung und zur Flankenversteilerung der Ausgangsimpulse. Das frequenzbestimmende Element ist ein frequenzstabiler Quarz. Das Ganze kann durch einen kleinen Trimmer noch leicht in der Frequenz beeinflußt (gezogen) werden. Solche Grundschaltungen liegen z. B. Frequenzzählern oder Uhren zugrunde.

Für TTL-Schaltkreise sieht die Grundschaltung etwas anders aus. Hier ist der Gegenkopplungswiderstand relativ klein, so daß der Baustein eigentlich schon im verbotenen Bereich zwischen 0 und 1 arbeitet - und dadurch sehr leicht schwingt. Die obere Grenze für die Quarzfrequenz liegt etwa bei 16 MHz. Bei Quarten mit niedriger Freqenz kann es vorkommen, daß der Oszillator auf einer Oberwelle schwingt. Dann hilft ein Dämpfungswiderstand von 5 ... 10 MOhm parallel zum Quarz.

CMOS-Oszillator-Baustein CD 4060

Es handelt sich um einen Oszillator mit 14 nachgeschalteten binären Teilerstufen, von denen 10 Ausgänge herausgeführt sind (Q1, Q2, Q3 und Q11 fehlen). Die Ausgänge liefern Rechtecksignale, welche die Oszillatorfrequenz fo jeweils um den Faktor 2n herunterteilen. Somit liefert Qn ein Rechtecksignal, das der um 2n geteilten Oszillatorfrequenz entspricht. Beispielsweise ist an Q4 die durch 24 = 16 geteilte Oszillatorfrequenz verfügbar und an Q12 fo/4096. Der Baustein bietet den Vorteil, recht lange Periodendauern erzeugen zu können. Die Taktfrequenz selbst steht nicht zur Verfügung, weil die Oszillatoranschlüsse nicht belastet werden dürfen.

Für den Oszillator gelten dieselben Angaben wie sie schon oben für CMOS-Oszillatoren beschrieben wurden. Der Oszillator kann für weniger kritische Anwendungen mit einem RC-Glied beschaltet werden. Die frequenzbestimmenden Bauteile R1 und C1 werden dabei an die Pins 9 und 10 angeschlossen, während R2 die Rückkopplung auf das interne CMOS-Gatter herstellt. In dieser Betriebsart sind Frequenzen bis zu einigen 100 kHz möglich. Die Periodendauer berechnet sich ungefähr zu

t = 2,2 * R1 * C1

Für R2 sollte man den zehnfachen Wert von R1 wählen.

Bei der Quarzbeschaltung sind Oszillatorfrequenzen bis über 10 MHz möglich. Hierbei bleibt der Pin 9 frei und von den Anschlüssen 10 und 11 liegt jeweils eine kleine Lastkapazität gegen Masse, um das Anschwingverhalten zu verbessern. Diese Kapazitäten sollen zusammen etwa so groß sein wie die Eigenkapazität des Quarzes. Wenn man für beide jeweils 10 pF einsetzt, sollte es unter normalen Bedingungen keinerlei Probleme geben. Gegebenenfalls muß parallel zum Quarz noch ein hochohmiger Widerstand (10...20 MOhm) liegen (Bedämpfung von Oberwellen).

Monostabile Schaltung (Monoflop)

Bei einem Monoflop führt ein Pegelwechsel oder eine Flanke am Eingang ("triggern") zu einem Wechsel des Ausgangspegels (die Schaltung "kippt"). Nach Ablauf einer gewissen Zeitspanne wechselt der Ausgang wieder in den ursprünglichen Zustand und verbleibt so bis zum nächsten Triggern. Die Dauer der metastabilen Zeit wird in der Regel durch ein RC-Glied bestimmt. Die folgende Schaltung zeigt die Realisierung mit TTL-NOR-Gattern. Der Kippvorgang wird durch einen 0-1-Wechsel am Eingang von G1 ausgelöst. Im Ruhezustand liegt der Ausgang von G1 auf 1-Pegel. Der Eingangsstrom vo G2 erzeugt am Widerstand einen Spannungsabfall, der einem 1-Pegel entspricht. Der Ausgang von G2 ist somit 0 und damit auch der zweite Eingang von G1. Der Kondensator ist entladen.

Ein Sprung von 0 auf 1 am Eingang E löst den Kippvorgang aus. Der Ausgang von G1 springt auf 0, der Ladestrom des Kondensators zieht den Eingang von G2 auf 0 und damit den Ausgang von G2 auf 1. Dieser Zustand bleibt, bis der Ladestrom soweit abklingt, daß der Spannungsabfall am Widerstand wieder einen 1-Pegel erzeugt. Die Rückführung sorgt dafür, daß der Ladevorgang auch fortgesetzt wird, wenn der Eingang E schon wieder auf 0-Potential liegt. Dieser Eingangsimpuls muß auf jeden Fall kürzer sein, als die Kippzeit des Monoflops. Letztere beträgt etwa R * C.

Der Wert des Widerstands sollte zwischen 4300 und 4700 Ohm liegen. Die Erholzeit der Schaltung entspricht der meetastabilen Zeit des Monoflops.

Serienmäßige TTL-Monoflops arbeiten etwas komplizierter, hier liegt das RC-Glied an Komparatoren, welche ein RS-Flipflop setzen bzw. wieder rücksetzen. Der Monoflop-Baustein 74121 besitzt zudem noch einen Schmitt-Trigger-Eingang, der die Auslösung des Monoflops auch mit langsam ansteigenden Signalen erlaubt. Für das RC-Glied stellt er noch einen internen Widerstand von 2 kOhm bereit, so daß oft nur noch der Kondensator benötigt wird.

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